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單管反激電路基本結構

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兩種模式DCM 和CCM

1） CCM和DCM模式判斷依據

CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續來(lái)判斷的。而是根據初、次級的電流合成來(lái)判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時(shí)為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是BCM模式。

2） 兩種模式在波形上的區別

a. 變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

b. 次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

c. MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個(gè)周期開(kāi)通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個(gè)周期開(kāi)通前，Vds會(huì )從Vin+Vf這個(gè)平臺降下來(lái)發(fā)生阻尼振蕩。（Vf次級反射到原邊電壓） 。因此我們就可以很容易從波形上看出來(lái)反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。

DCM

CCM

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MOSFET在開(kāi)通和關(guān)斷瞬間寄生參數對波形的影響

在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過(guò)Vin+Vf！這是因為變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會(huì )通過(guò)磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過(guò)程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì )產(chǎn)生感應電動(dòng)勢，這個(gè)感應電動(dòng)勢因為無(wú)法被次級耦合而箝位，電壓會(huì )沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過(guò)R消耗掉。

當次級電感電流降到了零，這意味著(zhù)磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動(dòng)截止了，次級相當于開(kāi)路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時(shí)MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開(kāi)始下降，經(jīng)過(guò)1/4之一個(gè)諧振周期后又開(kāi)始上升。由于RCD箝位電路以及其它寄生電阻的存在，這個(gè)振蕩是個(gè)阻尼振蕩，幅度越來(lái)越小。

f1比f(wàn)2大很多（從波形上可以看出），這是由于漏感一般相對較??；同時(shí)由于f1所在回路阻抗比較小，諧振電流較大，所以能夠很快消耗在等效電阻上，這也就是為什么f1所在回路很快就諧振結束的原因?。ň唧w諧振時(shí)間可以通過(guò)等效模型求解二次微分方程估算）

1） CCM（Vds，Ip）

2）其他一些波形分析（次級輸出電壓Vs，Is, Vds）

CCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）

DCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet開(kāi)通on時(shí)刻，變壓器副邊都有震蕩。主要原因是初次級之間的漏感+輸出肖特基（或快恢復）結電容+輸出電容諧振引起，在CCM模式下與肖特基的反向恢復電流也一些關(guān)系。故一般在輸出肖特基上并聯(lián)一個(gè)RC來(lái)吸收，使肖特基應力減小。

CCM （ch3為變壓器副邊Is波形）

DCM （ch3為變壓器副邊Is波形）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet關(guān)斷off時(shí)刻，變壓器副邊電流Is波形都有一些震蕩。主要原因是次級電感+肖特基接電容+輸出電容之間的諧振造成的。

3）RCD吸收電路對Vds的影響

Ch3=Vds（加吸收前）

Ch3=Vds（加吸收后）

在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過(guò)Vin+Vf！這是因為，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會(huì )通過(guò)磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過(guò)程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì )產(chǎn)生感應電動(dòng)勢，這個(gè)感應電動(dòng)勢因為無(wú)法被次級耦合而箝位，電壓會(huì )沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過(guò)R消耗掉。

4）Vgs波形

為使mosfet在開(kāi)通時(shí)間的上升沿比較陡，進(jìn)而提高效率。在布線(xiàn)時(shí)驅動(dòng)信號盡量通過(guò)雙線(xiàn)接到mosfet的G、S端，同時(shí)連接盡量短些。

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設計時(shí)需注意點(diǎn)

1）盡量使反激電路最大工作占空比小于50%，若要使占空比工作在大于50%，為避免次諧波震蕩，需加上斜率補償，此外還需注意變壓器能否磁復位。由于mosfet導通和關(guān)斷需要一定的時(shí)間，同一批次的變壓器單體之間也有差異，建議反激最大工作占空比小于45%。

2）反激的功率地和控制地的連接須注意單點(diǎn)接地，特別是在哪個(gè)地方進(jìn)行單點(diǎn)接地需慎重。為有效地吸收地噪聲（mosfet的開(kāi)通和關(guān)斷），輸入電容的一個(gè)腳盡量靠近共地點(diǎn)。

3）由于電壓外環(huán)的PID輸出與電流內環(huán)進(jìn)行比較來(lái)決定占空比，事實(shí)上PID的輸出不是一條絕對直線(xiàn)，它是在直流的基礎上疊加了一個(gè)低頻分量，為保證輸出穩定，在設計時(shí)需使內環(huán)帶寬比外環(huán)帶寬大于10倍以上。

Ch2=電壓外環(huán)PID輸出

上述波形一般在開(kāi)始調環(huán)路或者在輸入VIN比較高時(shí)經(jīng)常會(huì )出現，主要原因是外環(huán)的帶寬太快了，為使系統穩定，需減小帶寬，一般可通過(guò)減小比例P或者增大積分C來(lái)解決。

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