技巧一：為直流開(kāi)關(guān)電源選擇正確的工作頻率
為直流開(kāi)關(guān)電源選擇最佳的工作頻率是一個(gè)復雜的權衡過(guò)程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常來(lái)說(shuō)，低頻率設計往往是最為高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。雖然調高頻率可以縮小尺寸并降低成本，但會(huì )增加電路損耗。接下來(lái)，我們使用一款簡(jiǎn)單的降壓電源來(lái)描述這些權衡過(guò)程。
我 們以濾波器組件作為開(kāi)始。這些組件占據了電源體積的大部分，同時(shí)濾波器的尺寸同工作頻率成反比關(guān)系。另一方面，每一次開(kāi)關(guān)轉換都會(huì )伴有能量損耗；工作頻率 越高，開(kāi)關(guān)損耗就越高，同時(shí)效率也就越低。其次，較高的頻率運行通常意味著(zhù)可以使用較小的組件值。因此，更高頻率運行能夠帶來(lái)極大的成本節約。
圖 1.1顯示的是降壓電源頻率與體積的關(guān)系。頻率為100 kHz時(shí)，電感占據了電源體積的大部分（深藍色區域）。如果我們假設電感體積與其能量相關(guān)，那么其體積縮小將與頻率成正比例關(guān)系。由于某種頻率下電感的磁 芯損耗會(huì )極大增高并限制尺寸的進(jìn)一步縮小，因此在此情況下上述假設就不容樂(lè )觀(guān)了。如果該設計使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區域）便會(huì )隨頻率縮小， 即所需電容降低。另一方面，之所以通常會(huì )選用輸入電容，是因為其具有紋波電流額定值。該額定值不會(huì )隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區域）往往可以保持 恒定。另外，電源的半導體部分不會(huì )隨頻率而變化。這樣，由于低頻開(kāi)關(guān)，無(wú)源器件會(huì )占據電源體積的大部分。當我們轉到高工作頻率時(shí)，半導體（即半導體體積， 淡藍色區域）開(kāi)始占據較大的空間比例。
圖1.1 直流開(kāi)關(guān)電源組件體積主要由半導體占據
該曲線(xiàn)圖顯示半導體體積本質(zhì)上并未隨頻率而變化，而這一關(guān)系可能過(guò)于簡(jiǎn)單化。與半導體相關(guān)的損耗主要有兩類(lèi)：傳導損耗和開(kāi)關(guān)損耗。同步降壓轉換器中的傳導損耗與 MOSFET 的裸片面積成反比關(guān)系。MOSFET 面積越大，其電阻和傳導損耗就越低。
開(kāi) 關(guān)損耗與MOSFET 開(kāi)關(guān)的速度以及MOSFET 具有多少輸入和輸出電容有關(guān)。這些都與器件尺寸的大小相關(guān)。大體積器件具有較慢的開(kāi)關(guān)速度以及更多的電容。圖1.2 顯示了兩種不同工作頻率 (F) 的關(guān)系。傳導損耗 (Pcon) 與工作頻率無(wú)關(guān)，而開(kāi)關(guān)損耗 (Psw F1 和Psw F2) 與工作頻率成正比例關(guān)系。因此更高的工作頻率 (Psw F2) 會(huì )產(chǎn)生更高的開(kāi)關(guān)損耗。當開(kāi)關(guān)損耗和傳導損耗相等時(shí)，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著(zhù)工作頻率提高，總損耗將更高。
但 是，在更高的工作頻率下，最佳裸片面積較小，從而帶來(lái)成本節約。實(shí)際上，在低頻率下，通過(guò)調整裸片面積來(lái)最小化損耗會(huì )帶來(lái)極高成本的設計。但是，轉到更高 工作頻率后， 我們就可以?xún)?yōu)化裸片面積來(lái)降低損耗，從而縮小電源的半導體體積。這樣做的缺點(diǎn)是，如果我們不改進(jìn)半導體技術(shù)，那么電源效率將會(huì )降低。
圖1.2 提高直流開(kāi)關(guān)電源工作頻率會(huì )導致更高的總體損耗
如前所述，更高的工作頻率可縮小電感體積；所需的內層芯板會(huì )減少。更高頻率還可降低對于輸出電容的要求。有了陶瓷電容，我們就可以使用更低的電容值或更少的電容。這有助于縮小半導體裸片面積，進(jìn)而降低成本。
技巧二：駕馭噪聲電源
無(wú)噪聲電源并非是偶然設計出來(lái)的。一種好的電源布局是在設計時(shí)最大程度的縮短實(shí)驗時(shí)間?；ㄙM數分鐘甚至是數小時(shí)的時(shí)間來(lái)仔細查看電源布局，便可以省去數天的故障排查時(shí)間。
圖2.1顯示的是電源內部一些主要噪聲敏感型電路的結構圖。將輸出電壓與一個(gè)參考電壓進(jìn)行比較以生成一個(gè)誤差信號，然后再將該信號與一個(gè)斜坡相比較，以生成一個(gè)用于驅動(dòng)功率級的PWM（脈寬調制）信號。
電 源噪聲主要來(lái)自三個(gè)地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對這些節點(diǎn)進(jìn)行精心的電氣設計和物理設計有助于最大程度地縮短故障診斷時(shí)間。一般而 言，噪聲會(huì )與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設計可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠離所有開(kāi)關(guān)波形。接地層也具有屏蔽作用。
圖 2.1 開(kāi)關(guān)直流電源低電平控制電路的諸多噪聲形成機會(huì )
誤 差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節點(diǎn)，因為其通常具有最多的連接組件。如果將其與該級的極高增益和高阻抗相結合，后患無(wú)窮。在布局過(guò)程中，您必須最 小化節點(diǎn)長(cháng)度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網(wǎng)絡(luò )中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其 后。并且，串聯(lián)電阻-電容也可能形成補償網(wǎng)絡(luò )。最理想的結果是，將電阻靠近誤差放大器輸入端放置，這樣，如果高頻信號注入該電阻-電容節點(diǎn)時(shí)，那么該高頻 信號就不得不承受較高的電阻阻抗—而電容對高頻信號的阻抗則很小。
斜坡是另一個(gè)潛在的會(huì )帶來(lái)噪聲問(wèn)題的地方。斜坡通常由電容器充電（電壓模式）生成，或由來(lái)自于電源開(kāi)關(guān)電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是一個(gè)問(wèn)題，
因為電容對高頻注入信號的阻抗很小。而電流斜坡卻較為棘手，因為存在了上升邊沿峰值、相對較小的斜坡振幅以及功率級寄生效應。
圖2.2顯示了電流斜坡存在的一些問(wèn)題。第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產(chǎn)生的電流斜坡。比較器（根據其不同速度）具有兩個(gè)電壓結點(diǎn) (potential trip points)，結果是無(wú)序控制運行，聽(tīng)起來(lái)更像是煎熏肉的聲音。
利 用控制IC中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問(wèn)題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問(wèn)題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控 制IC放置。正如這兩種波形表現出來(lái)的那樣，另一種常見(jiàn)的問(wèn)題是次諧波振蕩。這種寬－窄驅動(dòng)波形表現為非充分斜率補償。向當前斜坡增加更多的電壓斜坡便可 以解決該問(wèn)題。
圖2.2 直流開(kāi)關(guān)電源兩種常見(jiàn)的電流模式噪聲問(wèn)題
盡 管您已經(jīng)相當仔細地設計了電源布局，但是您的原型電源還是存在噪聲。這該怎么辦呢？首先，您要確定消除不穩定因素的環(huán)路響應不存在問(wèn)題。有趣的是，噪聲問(wèn) 題可能會(huì )看起來(lái)像是電源交叉頻率上的不穩定。但真正的情況是該環(huán)路正以其最快響應速度糾出注入誤差。同樣，最佳方法是識別出噪聲正被注入下列三個(gè)地方之 一：誤差放大器、參考電壓或斜坡。您只需分步解決便可！
第一步是檢查節點(diǎn)，看斜坡中是否存在明顯的非線(xiàn)性，或者誤差放大器輸出中是否存在 高頻率變化。如果檢查后沒(méi)有發(fā)現任何問(wèn)題，那么就將誤差放大器從電路中取出，并用一個(gè)清潔的電壓源加以代替。這樣您應該就能夠改變該電壓源的輸出，以平穩 地改變電源輸出。如果這樣做奏效的話(huà)，那么您就已經(jīng)將問(wèn)題范圍縮小至參考電壓和誤差放大器了。
有時(shí)，控制IC中的參考電壓易受開(kāi)關(guān)波形的 影響。利用添加更多（或適當）的旁路可能會(huì )使這種狀況得到改善。另外，使用柵極驅動(dòng)電阻來(lái)減緩開(kāi)關(guān)波形也可能會(huì )有助于解決這一問(wèn)題。如果問(wèn)題出在誤差放大 器上，那么降低補償組件阻抗會(huì )有所幫助，因為這樣降低了注入信號的振幅。如果所有這些方法都不奏效，那么就從印刷電路板將誤差放大器節點(diǎn)去除。對補償組件 進(jìn)行架空布線(xiàn) (air wiring) 可以幫助我們識別出哪里有問(wèn)題。
技巧三：阻尼輸入濾波系列
開(kāi)關(guān)調節器通常優(yōu)于線(xiàn)性調節器，因為它們更高效，而開(kāi)關(guān)拓撲結構則十分依賴(lài)輸入濾波器。這種電路元件與電源的典型負動(dòng)態(tài)阻抗相結合，可以誘發(fā)振蕩問(wèn)題。本文將闡述如何避免此類(lèi)問(wèn)題的出現。
一般而言，所有的電源都在一個(gè)給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。圖3.1顯示的是一個(gè)直流開(kāi)關(guān)電源的特征。隨著(zhù)電壓的下降，電流不斷上升。
圖3.1 直流開(kāi)關(guān)電源表現出的負阻抗
負輸入阻抗
電壓-電流線(xiàn)呈現出一定的斜率，其從本質(zhì)上定義了電源的動(dòng)態(tài)阻抗。這根線(xiàn)的斜率等于負輸入電壓除以輸入電流。也就是說(shuō)，由Pin=V?I，可以得出V=Pin/I；并由此可得dV/dI=–Pin/I2或dV/dI≈–V/I。
該近似值有些過(guò)于簡(jiǎn)單，因為控制環(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應。但是很多時(shí)候，當涉及電流模式控制時(shí)這種簡(jiǎn)單近似值就已足夠了。
為什么需要輸入濾波器
開(kāi) 關(guān)調節器輸入電流為非連續電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會(huì )中斷系統的運行。大多數電源系統都集成了一個(gè)如圖3.2所示類(lèi)型的濾波器。電容為功 率級的開(kāi)關(guān)電流提供了一個(gè)低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個(gè)高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開(kāi)關(guān)電流最小化。在低頻率時(shí)，該濾波器的源 極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時(shí)，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時(shí)，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時(shí)，電感和電容實(shí)質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電 路，從而使電源阻抗變高，呈現出較高的電阻。
大多數情況下，峰值電源阻抗可以通過(guò)首先確定濾波器 (Zo) 的特性阻抗來(lái)估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。接下來(lái)，對電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 和電感的電阻求和。這樣便得到電路的Q值。峰值電源阻抗大約等于Zo乘以電路的Q值。
圖3.2 直流開(kāi)關(guān)電源諧振時(shí)濾波器的高阻抗和高阻性
振蕩
但 是，開(kāi)關(guān)的諧振濾波器與電源負阻抗耦合后會(huì )出現問(wèn)題。圖3.3顯示的是在一個(gè)電壓驅動(dòng)串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個(gè)電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于 無(wú)窮大。當您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負電阻時(shí)，您也就會(huì )面臨一個(gè)類(lèi)似的電源系統情況；這時(shí)，電路往往就會(huì )出現振蕩。
圖3.3 與其負阻抗耦合的開(kāi)關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩
設計穩定電源系統的秘訣是保證系統電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達到這一目標。
控制源極阻抗
在 前面，我們討論了輸入濾波器的源極阻抗如何變得具有電阻性，以及其如何同開(kāi)關(guān)調節器的負輸入阻抗相互作用。在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符 號相反從而構成了一個(gè)振蕩器。業(yè)界通用的標準是輸入濾波器的源極阻抗應至少比開(kāi)關(guān)調節器的輸入阻抗低6dB，作為最小化振蕩概率的安全裕度。
輸 入濾波器設計通常以根據紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（圖4.1所示CO）開(kāi)始的。第二步通常包括根據系統的EMI要求選擇電感 (LO)。正如我們上個(gè)月討論的那樣，在諧振附近，這兩個(gè)組件的源極阻抗會(huì )非常高，從而導致系統不穩定。圖 1 描述了一種控制這種阻抗的方法，其將串聯(lián)電阻 (RD) 和電容 (CD) 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個(gè)跨接 CO 的電阻，可以阻尼濾波器。但是，在大多數情況下，這樣做會(huì )導致功率損耗過(guò)高。另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個(gè)串聯(lián)連接的電感和電阻。
圖4.1 直流開(kāi)關(guān)電源CD和RD阻尼輸出濾波器源極阻抗
選擇阻尼電阻
有 趣的是，一旦選擇了四個(gè)其他電路組件，那么就會(huì )有一個(gè)阻尼電阻的最佳選擇。圖4.2 顯示的是不同阻尼電阻情況下這類(lèi)濾波器的輸出阻抗。紅色曲線(xiàn)表示過(guò)大的阻尼電阻。請思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開(kāi)啟，那么峰值可能會(huì )非常的高，且 僅由CO和LO來(lái)設定。藍色曲線(xiàn)表示阻尼電阻過(guò)低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個(gè)電容和電感的并聯(lián)組合共同設置。綠色曲線(xiàn)代表最佳阻尼值。利用一些包含 閉型解的計算方法（見(jiàn)參考文獻 1）就可以很輕松地得到該值。
圖4.2 在給定CD-CO比的情況下，有一個(gè)最佳阻尼電阻
選擇組件
在 選擇阻尼組件時(shí)，圖4.3非常有用。該圖是通過(guò)使用RD Middlebrook建立的閉型解得到的。橫坐標為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻尼濾波器典型阻抗 (ZO= (LO/CO)1/2) 的比?？v坐標值有兩個(gè)：阻尼電容與濾波器電容 (N) 的比；以及阻尼電阻同該典型阻抗的比。利用該圖，首先根據電路要求來(lái)選擇LO和CO，從而得到ZO。隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾 波器源極阻抗 (6dB)。
最小電源輸入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的 比, 您便可以計算得到一個(gè)橫坐標值。例如，一個(gè)具有10μH電感和10μH 電容的濾波器具有Zo= (10μH/10μF)1/2=1Ohm 的典型阻抗。如果它正對一個(gè)12V最小輸入的12W電源進(jìn)行濾波，那么該電源輸入阻抗將為Z=V2/P=122/12=12Ohms。這樣，最大源極阻抗 應等于該值的二分之一，也即6Ohms?，F在，在6/1=6的X軸上輸入該圖，那么，CD/CO=0.1，即1μF，同時(shí)RD/ZO=3，也即 3Ohms。
圖4.3 選取LO和CO后，便可從最大允許源極阻抗范圍內選擇CD和RD
技巧四：升壓直流開(kāi)關(guān)電源設計中降壓控制器的使用
電 子電路通常都工作在正穩壓輸出電壓下，而這些電壓一般都是由降壓穩壓器來(lái)提供的。如果同時(shí)還需要負輸出電壓，那么在降壓—升壓拓撲中就可以配置相同的降壓 控制器。負輸出電壓降壓—升壓有時(shí)稱(chēng)之為負反向，其工作占空比為50%，可提供相當于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著(zhù)輸入電壓的波動(dòng)調節占空 比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來(lái)維持穩壓。
圖 5.1顯示了一款精簡(jiǎn)型降壓—升壓電路，以及電感上出現的開(kāi)關(guān)電壓。這樣一來(lái)該電路與標準降壓轉換器的相似性就會(huì )頓時(shí)明朗起來(lái)。實(shí)際上，除了輸出電壓和接 地相反以外，它和降壓轉換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉換器。這就是與降壓或同步降壓轉換器端相類(lèi)似的地方，因為該電路的運行與降壓轉換器不 同。
FET開(kāi)關(guān)時(shí)出現在電感上的電壓不同于降壓轉換器的電壓。正如在降壓轉換器中一樣，平衡伏特-微秒 (V-μs) 乘積以防止電感飽和是非常必要的。當FET為開(kāi)啟時(shí)（如圖 1 所示的ton間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點(diǎn)”側上的正電壓會(huì )引起電流斜坡上升，這就帶來(lái)電感的開(kāi)啟時(shí)間V-μs乘積。FET 關(guān)閉 (toff) 期間，電感的電壓極性必須倒轉以維持電流，從而拉動(dòng)點(diǎn)側為負極。電感電流斜坡下降，并流經(jīng)負載和輸出電容，再經(jīng)二極管返回。電感關(guān)閉時(shí)V-μs乘積必須等 于開(kāi)啟時(shí)V-μs乘積。由于Vin和Vout不變，因此很容易便可得出占空比 (D) 的表達式：D=Vout/(Vout " Vin)。這種控制電路通過(guò)計算出正確的占空比來(lái)維持輸出電壓穩壓。上述表達式和圖5.1所示波形均假設運行在連續導電模式下。
圖 5.1直流開(kāi)關(guān)電源降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積
降壓—升壓電感必須工作在比輸出負載電流更高的電流下。其被定義為IL=I<SUBOUT< sub>/(1-D)，或只是輸入電流與輸出電流相加。對于和輸入電壓大小相等的負輸出電壓（D =0.5）而言，平均電感電流為輸出的2倍。
有 趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會(huì )影響輸出電容的rms電流。典型的電容布局是在+Vin和Gnd之間，與之相反，輸入電容可以連接 在+Vin和 "V<SUBOUT< sub> 之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 "Vout，因此 "Vout上便形成了一個(gè)電容性分壓器。這就在控制器開(kāi)始起作用以前，在開(kāi)啟時(shí)間的輸出上形成一個(gè)正峰值。為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個(gè) 比輸出電容要小得多的輸入電容，請參見(jiàn)圖5.2所示的電路。輸入電容的電流在提供dc輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時(shí)最差。因此，選擇電容器時(shí)要多加注意，不要讓其ESR過(guò)高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓撲較為合適的選擇。
圖5.2 直流開(kāi)關(guān)電源降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用
必 須要選擇一個(gè)能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運行期間還必須能夠承受得住Vin加Vout的電壓。FET和二極管還必須具有適用于 這一電壓范圍的額定值。通過(guò)連接輸出接地的反饋電阻器可實(shí)現對輸出電壓的調節，這是由于控制器以負輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍 改動(dòng)電路，降壓控制器便可在負輸出降壓—升壓拓撲中起到雙重作用。
技巧五：精確測量電源紋波
精 確地測量電源紋波本身就是一門(mén)藝術(shù)。在圖6.1所示的示例中，一名初級工程師完全錯誤地使用了一臺示波器。他的第一個(gè)錯誤是使用了一支帶長(cháng)接地引線(xiàn)的示波 器探針；他的第二個(gè)錯誤是將探針形成的環(huán)路和接地引線(xiàn)均置于電源變壓器和開(kāi)關(guān)元件附近；他的最后一個(gè)錯誤是允許示波器探針和輸出電容之間存在多余電感。該 問(wèn)題在紋波波形中表現為高頻拾取。在電源中，存在大量可以很輕松地與探針耦合的高速、大信號電壓和電流波形，其中包括耦合自電源變壓器的磁場(chǎng)，耦合自開(kāi)關(guān) 節點(diǎn)的電場(chǎng)，以及由變壓器互繞電容產(chǎn)生的共模電流。
圖 6.1 直流開(kāi)關(guān)電源錯誤的紋波測量得到的較差的測量結果
利 用正確的測量方法可以大大地改善測得紋波結果。首先，通常使用帶寬限制來(lái)規定紋波，以防止拾取并非真正存在的高頻噪聲。我們應該為用于測量的示波器設定正 確的帶寬限制。其次，通過(guò)取掉探針“帽”，并構成一個(gè)拾波器（如圖6.2所示），我們可以消除由長(cháng)接地引線(xiàn)形成的天線(xiàn)。將一小段線(xiàn)纏繞在探針接地連接點(diǎn)周 圍，并將該接地連接至電源。這樣做可以縮短暴露于電源附近高電磁輻射的端頭長(cháng)度，從而進(jìn)一步減少拾波。
最后，在隔離電源中，會(huì )產(chǎn)生大量流 經(jīng)探針接地連接點(diǎn)的共模電流。這就在電源接地連接點(diǎn)和示波器接地連接點(diǎn)之間形成了壓降，從而表現為紋波。要防止這一問(wèn)題的出現，我們就需要特別注意電源設 計的共模濾波。另外，將示波器引線(xiàn)纏繞在鐵氧體磁心周?chē)灿兄谧钚』@種電流。這樣就形成了一個(gè)共模電感器，其在不影響差分電壓測量的同時(shí)，還減少了共 模電流引起的測量誤差。圖6.2顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進(jìn)的測量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。
圖6.2 直流開(kāi)關(guān)電源四個(gè)輕微的改動(dòng)便極大地改善了測量結果
實(shí) 際上，集成到系統中以后，電源紋波性能甚至會(huì )更好。在電源和系統其他組件之間幾乎總是會(huì )存在一些電感。這種電感可能存在于布線(xiàn)中，抑或只有蝕刻存在于 PWB上。另外，在芯片周?chē)偸菚?huì )存在額外的旁路電容，它們就是電源的負載。這二者共同構成一個(gè)低通濾波器，進(jìn)一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。在極端 情況下，電流短時(shí)流經(jīng)15nH電感和 10μF旁路電容的一英寸導體時(shí)，該濾波器的截止頻率為400kHz。這種情況下，就意味著(zhù)高頻噪聲將會(huì )得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會(huì ) 在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗豐富的工程師應該能夠找到在其測試過(guò)程中如何運用這種方法的途徑。
技巧六：高效驅動(dòng)LED離線(xiàn)式照明
用 切實(shí)可行的螺紋旋入式LED來(lái)替代白熾燈泡可能還需要數年的時(shí)間，而在建筑照明中LED的使用正在不斷增長(cháng)，其具有更高的可靠性和節能潛力。同大多數電子 產(chǎn)品一樣，其需要一款電源來(lái)將輸入功率轉換為L(cháng)ED可用的形式。在路燈應用中，一種可行的配置是創(chuàng )建300V/0.35安培負載的80個(gè)串聯(lián)的LED。在 選擇電源拓撲結構時(shí)，需要制定隔離和功率因數校正 (PFC) 相關(guān)要求。隔離需要大量的安全權衡研究，其中包括提供電擊保護需求和復雜化電源設計之間的對比權衡。在這種應用中，LED上存在高壓，一般認為隔離是非必 需的，而PFC才是必需的，因為在歐洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能，而這款產(chǎn)品正是針對歐洲市場(chǎng)推出的。
就這種應用而言，有三 種可選電源拓撲：降壓拓撲、轉移模式反向拓撲和轉移模式 (TM) 單端初級電感轉換器 (SEPIC) 拓撲。當LED電壓大約為80伏特時(shí)，降壓拓撲可以非常有效地被用于滿(mǎn)足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負載電壓將無(wú)法再繼續使用降壓拓撲。那么，此 時(shí)較為折中的方法就是使用反向拓撲和SEPIC拓撲。SEPIC 具有的優(yōu)點(diǎn)是，其可鉗制功率半導體器件的開(kāi)關(guān)波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應用中，可以獲得大約2%的效率提高。另外，SEPIC 中的振鈴更少，從而使EMI濾波更容易。圖7.1 顯示了這種電源的原理圖。
圖7.1 直流開(kāi)關(guān)電源轉移模式SEPIC發(fā)揮了簡(jiǎn)單LED驅動(dòng)器的作用
該 電路使用了一個(gè)升壓TM PFC控制器來(lái)控制輸入電流波形。該電路以離線(xiàn)為C6充電作為開(kāi)始。一旦開(kāi)始工作，控制器的電源就由一個(gè)SEPIC電感上的輔助繞組來(lái)提供。一個(gè)相對較大 的輸出電容將LED紋波電流限定在DC電流的20%。補充說(shuō)明一下，TM SEPIC中的AC 電通量和電流非常高，需要漆包絞線(xiàn)和低損耗內層芯板來(lái)降低電感損耗。
圖7.2和圖7.3顯示了與圖7.1中原理圖相匹配的原型電路的實(shí)驗 結果。與歐洲線(xiàn)路范圍相比，其效率非常之高，最高可達92%。這一高效率是通過(guò)限制功率器件上的振鈴實(shí)現的。另外，正如我們從電流波形中看到的一樣，在 96%效率以上時(shí)功率因數非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線(xiàn)，而是在上升沿和下降沿呈現出一些斜度，這是電路沒(méi)有測量輸入電流而只對開(kāi)關(guān)電流進(jìn) 行測量的緣故。但是，該波形還是足以通過(guò)歐洲諧波電流要求的。
技巧七：通過(guò)改變電源頻率來(lái)降低EMI性能
在 測定EMI性能時(shí)，您是否發(fā)現無(wú)論您采用何種方法濾波都依然會(huì )出現超出規范幾dB 的問(wèn)題呢？有一種方法或許可以幫助您達到EMI性能要求，或簡(jiǎn)化您的濾波器設計。這種方法涉及了對電源開(kāi)關(guān)頻率的調制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到 寬帶的發(fā)射特征，從而有效地衰減諧波峰值。需要注意的是，總體 EMI 性能并沒(méi)有降低，只是被重新分布了。
利用正弦調制，可控變量的兩個(gè)變量為調制頻率 (fm) 以及您改變電源開(kāi)關(guān)頻率 (Δf) 的幅度。調制指數 (Β) 為這兩個(gè)變量的比：
圖 8.1顯示了通過(guò)正弦波改變調制指數產(chǎn)生的影響。當Β=0時(shí)，沒(méi)有出現頻移，只有一條譜線(xiàn)。當Β=1時(shí)，頻率特征開(kāi)始延伸，且中心頻率分量下降了20%。 當Β=2時(shí)，該特征將進(jìn)一步延伸，且最大頻率分量為初始狀態(tài)的60%。頻率調制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。Carson法則表明大部分能量都將 被包含在2 * (Δf + fm) 帶寬中。
圖8.1 調制電源開(kāi)關(guān)頻率延伸了EMI特征
圖8.2顯示了更大的調制指數，并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。
圖8.2 更大的調制指數可以進(jìn)一步降低峰值EMI性能
選取調制頻率和頻移是兩個(gè)很重要的方面。首先，調制頻率應該高于EMI接收機帶寬，這樣接收機才不會(huì )同時(shí)對兩個(gè)邊帶進(jìn)行測量。但是，如果您選取的頻率太 高，那么電源控制環(huán)路可能無(wú)法完全控制這種變化，從而帶來(lái)相同速率下的輸出電壓變化。另外，這種調制還會(huì )引起電源中出現可聞噪聲。因此，我們選取的調制頻 率一般不能高出接收機帶寬太多，但要大于可聞噪聲范圍。很顯然，從圖8.2我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會(huì )影響到電源設計，意識 到這一點(diǎn)非常重要。也就是說(shuō)，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容還需要處理更低頻率運行帶來(lái)的更大的紋波電流。
圖8.3對有頻 率調制和無(wú)頻率調制的EMI性能測量值進(jìn)行了對比。此時(shí)的調制指數為4，正如我們預料的那樣，基頻下EMI性能大約降低了8dB。其他方面也很重要。諧波 被抹入 (smear into) 同其編號相對應的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。這種情況會(huì )在一些較高頻率下重復，從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此，這種方法可能并不 適用于低噪聲系統。但是，通過(guò)增加設計裕度和最小化EMI濾波器成本，許多系統都已受益于這種方法。
圖8.3 改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限
技巧之八：估算表面貼裝半導體的溫升
過(guò) 去估算半導體溫升十分簡(jiǎn)單。您只需計算出組件的功耗，然后采用冷卻電路電模擬即可確定所需散熱片的類(lèi)型?，F在出于對尺寸和成本因素的考慮，人們渴望能夠去 除散熱片，這就使得這一問(wèn)題復雜化了。貼裝在散熱增強型封裝中的半導體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖9.1所示，熱量 經(jīng)過(guò)一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線(xiàn)路板 (PWB)。然后，熱量由側面流經(jīng)PWB線(xiàn)跡，并通過(guò)自然對流經(jīng)電路板表面擴散到周?chē)沫h(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是PWB中的銅含量以及用于對流導 熱的表面面積。
圖9.1 熱量由側面流經(jīng)PWB線(xiàn)跡，然后從 PWB 表面擴散至周?chē)h(huán)境
半導體產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)通常會(huì )列出某種PWB結構下結點(diǎn)至周?chē)h(huán)境的熱阻。這就是說(shuō)，設計人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計算出溫升情況。但是，如果設計并沒(méi)有具體的結構，或者如果需要進(jìn)一步降低熱阻，那么就會(huì )出現許多問(wèn)題。
圖 9.2所示為熱流問(wèn)題的簡(jiǎn)化電模擬，我們可據此深入分析。IC電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對該電路求解，其提供了對溫度的模擬。從 結點(diǎn)至貼裝面存在熱阻，同時(shí)遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周?chē)h(huán)境的電阻共同形成一個(gè)梯形網(wǎng)絡(luò )。這種模型假設1）電路板為垂直安裝，2）無(wú)強制對 流或輻射制冷，所有熱流均出現在電路板的銅中，3）在電路板兩側幾乎沒(méi)有溫差。
圖9.2 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算
圖 9.3所示為增加PWB中的銅含量對提高熱阻的影響。將1.4 mils銅（雙面，半盎司）增加到8.4 mils（4層，1.5盎司），就有可能將熱阻提高3倍。圖中兩條曲線(xiàn)：一條表示熱流進(jìn)入電路板、直徑為0.2英寸的小尺寸封裝；另一條表示熱流進(jìn)入電路 板、直徑為0.4英寸的大尺寸封裝。這兩條曲線(xiàn)均適用于9平方英寸的PWB。這兩條曲線(xiàn)均同標稱(chēng)數據緊密相關(guān)，同時(shí)都有助于估算改變產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)電路板結構 所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數據時(shí)需要多加謹慎，其假設9平方英寸PWB內沒(méi)有其他功耗，而實(shí)際上并非如此。
圖9.3 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算
技巧九：輕松估計負載瞬態(tài)響應
本篇電源設計小貼士介紹了一種通過(guò)了解控制帶寬和輸出濾波器電容特性估算電源瞬態(tài)響應的簡(jiǎn)單方法。該方法充分利用了這樣一個(gè)事實(shí)，即所有電路的閉環(huán)輸出阻抗均為開(kāi)環(huán)輸出阻抗除以 1 加環(huán)路增益，或簡(jiǎn)單表述為：
圖 10.1以圖形方式說(shuō)明了上述關(guān)系，兩種阻抗均以dB-Ω或20*log [Z]為單位。在開(kāi)環(huán)曲線(xiàn)上的低頻率區域內，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當輸出電容和電感發(fā)生諧振時(shí)，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特 性、等效串聯(lián)電阻 (ESR) 以及等效串聯(lián)電感 (ESL)。將開(kāi)環(huán)阻抗除以1加環(huán)路增益即可計算得出閉環(huán)輸出阻抗。
由于該圖形以對數 表示，即簡(jiǎn)單的減法，因此在增益較高的低頻率區域阻抗會(huì )大大降低；在增益較少的高頻率區域閉環(huán)和開(kāi)環(huán)阻抗基本上是一樣的。在此需要說(shuō)明如下要點(diǎn)：1）峰值 環(huán)路阻抗出現在電源交叉頻率附近，或出現在環(huán)路增益等于1（或0dB）的地方；以及2）在大部分時(shí)間里，電源控制帶寬都將會(huì )高于濾波器諧振，因此峰值閉環(huán) 阻抗將取決于交叉頻率時(shí)的輸出電容阻抗。
圖10.1閉環(huán)輸出阻抗峰值Zout出現在控制環(huán)路交叉頻率處
一旦知道了峰值輸出阻抗，就可通過(guò)負載變動(dòng)幅度與峰值閉環(huán)阻抗的乘積來(lái)輕松估算瞬態(tài)響應。有幾點(diǎn)注意事項需要說(shuō)明一下，由于低相位裕度會(huì )引起峰化，因此實(shí)際的峰值可能會(huì )更高些。然而，就快速估計而言，這種影響可以忽略不計 [1] 。
第 二個(gè)需要注意的事項與負載變化幅度上升有關(guān)。如果負載變化幅度變化緩慢（dI/dt較低），則響應取決于與上升時(shí)間有關(guān)的低頻率區域閉環(huán)輸出阻抗；如果負 載變化幅度變化極為快速，則輸出阻抗將取決于輸出濾波器ESL。如果確實(shí)如此，則可能需要更多的高頻旁通。最后，就極高性能的系統而言，電源的功率級可能 會(huì )限制響應時(shí)間，即電感器中的電流可能不能像控制環(huán)路期望的那樣快速響應，這是因為電感和施加的電壓會(huì )限制電流轉換速率。
下面是一個(gè)如何 使用上述關(guān)系的示例。問(wèn)題是根據200kHz直流開(kāi)關(guān)電源10amp變化幅度允許范圍內的50mV輸出變化挑選一個(gè)輸出電容。所允許的峰值輸出阻抗 為：Zout=50mV/10 amps或5毫歐。這就是最大允許輸出電容ESR。接下來(lái)就是建立所需的電容。幸運的是，ESR和電容均為正交型，可單獨處理。一個(gè)高 (Aggressive) 電源控制環(huán)路帶寬可以是開(kāi)關(guān)頻率的1/6或30 kHz。于是在30 kHz 時(shí)輸出濾波電容就需要一個(gè)不到5毫歐的電抗，或高于1000uF的電容。圖10.2顯示了在5毫歐ESR、1000uF電容以及30kHz 電壓模式控制條件時(shí)這一問(wèn)題的負載瞬態(tài)仿真。就校驗這一方法是否有效的10amp負載變動(dòng)幅度而言，輸出電壓變化大約為52mV。
圖 10.2 仿真校驗估計負載瞬態(tài)性能
技巧十：輕松估計解決電源電路損耗問(wèn)題
您 是否曾詳細計算過(guò)設計中的預計組件損耗，結果卻發(fā)現與實(shí)驗室測量結果有較大出入呢？本電源設計小貼士介紹了一種簡(jiǎn)便方法，以幫助您消除計算結果與實(shí)際測量 結果之間的差異。該方法基于泰勒級數展開(kāi)式，其中規定（在賦予一定自由條件下）任何函數都可分解成一個(gè)多項式，如下所示：
如 果意識到電源損耗與輸出電流相關(guān)（可用輸出電流替換X），那么系數項就能很好地與不同來(lái)源的電源功率損耗聯(lián)系起來(lái)。例如，ao代表諸如柵極驅動(dòng)、偏壓電源 和磁芯的固定開(kāi)銷(xiāo)損耗以及功率晶體管Coss充電與放電之類(lèi)的損耗。這些損耗與輸出電流無(wú)關(guān)。第二項相關(guān)聯(lián)的損耗a1直接與輸出電流相關(guān)，其典型表現為輸 出二極管損耗和開(kāi)關(guān)損耗。在輸出二極管中，大多數損耗是由于結電壓引起的，因此損耗會(huì )隨著(zhù)輸出電流成比例地增加。
類(lèi)似地，開(kāi)關(guān)損耗可通過(guò)輸出電流關(guān)聯(lián)項與某些固定電壓的乘積近似得出。第三項很容易被識別為傳導損耗。其典型表現為 FET 電阻、磁性布線(xiàn)電阻和互聯(lián)電阻中的損耗。高階項可能在計算非線(xiàn)性損耗（如磁芯損耗）時(shí)有用。只有在考慮前三項情況下才能得出有用結果。
計 算三項系數的一種方法是測量三個(gè)工作點(diǎn)的損耗并成矩陣求解結果。如果損耗測量結果其中一項是在無(wú)負載的工況下得到（即所有損耗均等于第一項系數a0），那 么就能簡(jiǎn)化該解決方法。隨后問(wèn)題簡(jiǎn)化至容易求解的兩個(gè)方程式和兩個(gè)未知數。一旦計算出系數，即可構建出類(lèi)似于圖11.1、顯示三種損耗類(lèi)型的損耗曲線(xiàn)。該 曲線(xiàn)在消除測量結果和計算結果之間的偏差時(shí)大有用處，并且有助于確定能夠提高效率的潛在區域。例如，在滿(mǎn)負載工況下，圖 1中的損耗主要為傳導損耗。為了提高效率，就需要降低 FET 電阻、電感電阻和互聯(lián)電阻。
圖11.1：功率損耗組件與二次項系數相匹配
實(shí) 際損耗與三項式之間的相關(guān)性非常好。圖11.2對同步降壓穩壓器的測量數據與曲線(xiàn)擬合數據進(jìn)行了對比。我們知道，在基于求解三個(gè)聯(lián)立方程組的曲線(xiàn)上將存在 三個(gè)重合點(diǎn)。對于曲線(xiàn)的剩余部分，兩個(gè)曲線(xiàn)之間的差異小于2%。由于工作模式（如連續或非連續）不同、脈沖跳頻或變頻運行等原因，其他類(lèi)型的電源可能很難 以如此匹配。這種方法并非絕對可靠，但是有助于電源設計人員理解實(shí)際電路損耗情況。
圖11.2 前三個(gè)損耗項提供了與測量值良好的相關(guān)性
最后篇：電源效率最大化
在上節，我們討論了如何利用泰勒級數 (Taylor series) 查找電源中的損耗源。在本篇電源設計技巧中，我們將討論如何使用相同的級數最大化特定負載電流的電源效率。上節中，我們建議使用如下輸出電流函數來(lái)計算電源損耗：
下一步是利用上述簡(jiǎn)單表達式，并將其放入效率方程式中：
這樣，輸出電流的效率就得到了優(yōu)化（具體論證工作留給學(xué)生去完成）。這種優(yōu)化可產(chǎn)生一個(gè)有趣的結果。
當輸出電流等于如下表達式時(shí)，效率將會(huì )最大化。
需 要注意的第一件事是，a1項對效率達到最大時(shí)的電流不產(chǎn)生影響。這是由于它與損耗相關(guān)，而上述損耗又與諸如二極管結點(diǎn)的輸出電流成比例關(guān)系。因此，當輸出 電流增加時(shí)，上述損耗和輸出功率也會(huì )隨之增加，并且對效率沒(méi)有影響。需要注意的第二件事是，最佳效率出現在固定損耗和傳導損耗相等的某個(gè)點(diǎn)上。這就是說(shuō)， 只要控制設置a0和a2值的組件，便能夠獲得最佳效率。還是要努力減小a1的值，并提高效率?？刂圃擁椝媒Y果對所有負載電流而言均相同，因此如其他項一 樣沒(méi)有出現最佳效率。a1項的目標是在控制成本的同時(shí)達到最小化。
表1概括總結了各種電源損耗項及其相關(guān)損耗系數，該表提供了一些最佳化 電源效率方面的折中方法。例如，功率MOSFET導通電阻的選擇會(huì )影響其柵極驅動(dòng)要求及Coss損耗和潛在的緩沖器損耗。低導通電阻意味著(zhù)，柵極驅動(dòng)、 Coss和緩沖器損耗逆向增加。因此，您可通過(guò)選擇 MOSFET 來(lái)控制a0和a2。
表1 損耗系數及相應的電源損耗
代數式下一位將最佳電流代回到效率方程式中，解得最大效率為：
需 要最小化該表達式中的最后兩項，以最佳化效率。a1 項很簡(jiǎn)單，只需對其最小化即可。末尾項能夠實(shí)現部分優(yōu)化。如果假設 MOSFET 的 Coss 和柵極驅動(dòng)功率與其面積相關(guān)，同時(shí)其導通電阻與面積成反比，則可以為它選擇最佳面積（和電阻）。圖12.1顯示了裸片面積的優(yōu)化結果。裸片面積較小 時(shí)，MOSFET的導通電阻變?yōu)樾氏拗破?。隨著(zhù)裸片面積增加，驅動(dòng)和Coss損耗也隨之增加，
圖12.1 調節 MOSFET 裸片面積來(lái)最小化滿(mǎn)負載功率損耗
圖 12.2是圍繞圖12.1最佳點(diǎn)的三種可能設計效率圖。圖中分別顯示了三種設計的正常裸片面積。輕負載情況下，較大面積裸片的效率會(huì )受不斷增加的驅動(dòng)損耗 影響，而在重負載條件下小尺寸器件因高傳導損耗而變得不堪重負。這些曲線(xiàn)代表裸片面積和成本的三比一變化，注意這一點(diǎn)非常重要。正常芯片面積設計的效率只 比滿(mǎn)功率大面積設計的效率稍低一點(diǎn)，而在輕載條件下（設計常常運行在這種負載條件下）則更高。
圖 12.2 效率峰值出現在滿(mǎn)額定電流之前
|
|
|
說(shuō)明:本頁(yè)面文章由()整理發(fā)布.文章地址： http:///jishuziliao/218.html
|
手機掃描二維碼
