當一系列環(huán)境和電路設計變量影響輸出時(shí)，就很難確定具有負反饋電路的穩定性。任何計算錯誤都會(huì )成為怪異電路行為(如振蕩和振鈴)的溫床。這就需要前瞻性的測試程序，以盡量減少產(chǎn)生波動(dòng)的可能性。遺憾的是，這種方法通常是在昂貴的高端電子負載下執行。
本文為愛(ài)好者介紹了一種經(jīng)濟型替代方案，即利用MOSFET的線(xiàn)性區和飽和區與負載電阻配對來(lái)提供脈沖電流。
系統穩定性簡(jiǎn)介
為什么穩定性如此重要？能否僅購買(mǎi)現成的知識產(chǎn)權(IP)，構建或制造電路、測試功能、然后將其用于預期應用？遺憾的是，這種臨時(shí)應急的方法充滿(mǎn)風(fēng)險，還存在著(zhù)潛在的災難性后果。為理解這些風(fēng)險，必須建立一個(gè)堅實(shí)的穩定性基礎。
根據閉環(huán)反饋系統的傳遞函數，系統的不穩定條件時(shí)通過(guò)分母等于0時(shí)來(lái)獲得的。因此，當系統以“-1”的增益(即單位增益和180°相位反轉)運行時(shí)，整個(gè)傳遞函數接近無(wú)窮大，從而使此條件成為極點(diǎn)(另一種識別極點(diǎn)的方法是提取分母的特征值或特征向量)。
由于傳遞函數具有作為因變量的頻率，所以很容易假設，設計具有遠離極點(diǎn)的工作頻率的電路將解決該問(wèn)題。但這種預防措施是不夠的。當引入負載和環(huán)境變量時(shí)，傳遞函數和極點(diǎn)(或信號或系統更復雜時(shí)的多個(gè)極點(diǎn))會(huì )發(fā)生變化。系統的復雜性和應用進(jìn)一步模糊了邊界的穩定性。
例如，電源轉換器裝載了大量的非線(xiàn)性電路器件和外部寄生元件，這些元件都對極點(diǎn)的這種轉移有影響。如果不借助繁瑣艱澀的理論計算，對穩定和不穩定輸出做出清晰界定，我們就不可能預期合理結果。然而，這并非一定意味著(zhù)估計就不可靠。其實(shí)，單憑理論不一定能夠保證系統的穩定性。
鑒于上述論點(diǎn)，如果只采用基本功能測試，產(chǎn)品在現場(chǎng)出故障的可能性很大。那么很可能就會(huì )出現顧客抱怨產(chǎn)品故障的情景。最糟糕的情況是，由于其產(chǎn)品不合格，公司將陷入虧損。
測試不穩定性的方法
有各種測量技術(shù)可用于測試電路是否會(huì )在特定條件下振蕩。首選項取決于可用的資源，將在下面詳細討論各個(gè)選項。
方法＃1：從波特圖獲取增益和相位裕度。
該方法通過(guò)觀(guān)察電路在頻域中的特性響應來(lái)進(jìn)行判斷。需要價(jià)格不菲的網(wǎng)絡(luò )分析儀或頻率響應分析儀，將正弦波(其頻率在所需范圍內被掃描)與輸出耦合到電路的反饋回路中。然后同時(shí)測量增益和相位。對發(fā)生在單位增益和180°相移時(shí)的振蕩進(jìn)行回溯，提取20?log(1)=0dB處的相位，并取其與180°的差值。這就是相位裕度。同樣的方法適用于增益。但增益余量不太常見(jiàn)，因為相位不超過(guò)180°時(shí)的情況更多。在極點(diǎn)條件滿(mǎn)足之前，更高余量意味著(zhù)更大的回旋余地，從而得到更穩定的電路。
用這種方法，可很明顯地顯示每個(gè)變量對電路頻率響應的影響。較高的輸出電容意味著(zhù)較低的相位裕量，因為相位和高頻分量被衰減，將0dB點(diǎn)推向左側。該設置對于測量的準確性也很重要。如果由于連接器處理得不小心和不良焊接而產(chǎn)生意外的寄生成分，可能會(huì )導致不準確。
方法＃2：觀(guān)察負載瞬態(tài)響應。
該方法通過(guò)觀(guān)察電路在時(shí)域中的特性響應來(lái)進(jìn)行判斷。根據電路規范，用灌電流或拉電流使輸出產(chǎn)生脈動(dòng)。用示波器(仍然相當昂貴，但比頻率響應分析儀便宜)觀(guān)察輸出響應。如果觀(guān)察到強烈的吉布斯現象(Gibb's phenomenon)，尤其是不立即衰減的那種，那么在靠近這種條件的某處就可能存在極點(diǎn)。后面給出了這種方法的更深入討論。
方法＃3：使用“皮斯原理(Pease's Principle)”。
著(zhù)名的模擬集成電路(特別是運算放大器)設計師、也就是帶隙沙皇，已故的羅伯特·皮斯(我大學(xué)時(shí)，通過(guò)他內容豐富的專(zhuān)欄“Pease Porridge”得知此公)詳細闡述了一種簡(jiǎn)單的電路穩定性測試方法。它涉及用所有頻率的方波輪番攻擊電路。
如果電路得以幸存，那說(shuō)明它具有魯棒性。電路的薄弱環(huán)節也將暴露無(wú)遺。該過(guò)程在理論上是合理的，因為方波的頻率成分包含在頻域中(記得方波的傅里葉級數或單位階躍響應的傅里葉變換？)。
就像上面介紹的第一種方法一樣，將所有奇異正弦分量壓縮成方波(而不是逐個(gè)掃描)。在我看來(lái)，采用這種方法應該注意一些預防措施，例如在輸出端使用有源負載。
負載瞬態(tài)響應研究
若測量負載瞬態(tài)響應，則需要更好分辨率的示波器。在處理明顯高的電流時(shí)，檢查電路的輸入電壓是否有明顯下降是明智之舉。壓降可能會(huì )導致電路的欠壓鎖定(UVLO)觸發(fā)。在這種情況下實(shí)現4線(xiàn)配置可能會(huì )起到妙手回春的作用。應遵循正確的探頭接地原則，以避免虛假的過(guò)沖和下沖，從而可能會(huì )造成不穩定的誤報。
監測電流可能是個(gè)障礙?？捎玫倪x項是針對低電流的電流探頭和用于監測更低電流的檢測電阻。三線(xiàn)電纜(triaxial cable)也可以消除絕緣泄漏的影響。
測量負載瞬態(tài)響應的方法
有許多測量負載瞬態(tài)響應的方法。以下段落詳細描述了每種方法。
使用與電阻串聯(lián)的MOSFET：這種實(shí)現可能是本文中描述的最簡(jiǎn)單方法，它涉及一個(gè)在線(xiàn)性/工作區與負載電阻串聯(lián)工作的MOSFET。負載電阻的阻值將決定脈沖電流的高電平?？梢杂萌我獠ㄐ伟l(fā)生器或函數發(fā)生器對MOSFET的柵極進(jìn)行脈控。對于更寬松的規范(脈沖電流的擺率不是什么大問(wèn)題)，任何可提供脈沖的定制電路都可以。值得注意的是，MOSFET開(kāi)關(guān)必須處于線(xiàn)性區，否則將呈現高阻抗(如電流源飽和時(shí)會(huì )發(fā)生的現象)。
請記住，為了偏置線(xiàn)性區的開(kāi)關(guān)，體源(bulk-source)電壓必須處于地電位(可以是反向偏置，但不應太多，因為閾值電壓也會(huì )增加)，且柵極-源極電壓必須比漏極-源極電壓加上閾值電壓更高。
圖1：在負載瞬態(tài)測量中設置NMOS電阻(左)和PMOS電阻(右)對
觀(guān)察圖1，可發(fā)現NMOS接近參考地并且PMOS與VOUT端子相接。這不是巧合，因為這種配置更容易將柵極-源極電壓驅動(dòng)到線(xiàn)性區。例如，如果NMOS放置在負載電阻的上方，則其漏極端子將位于參考地之上。解決該問(wèn)題的一種方法是將脈沖電路連接到NMOS漏極而不是地，或引入DC偏移。遺憾的是，如果脈沖發(fā)生器是內置地線(xiàn)的儀器，這就不可能了。
使用電子負載：市場(chǎng)上有許多電子負載可滿(mǎn)足各種測量要求。當然，儀器的質(zhì)量會(huì )隨成本的降低而下降。盡管如此，即使最便宜的電子負載的價(jià)格也無(wú)法與單個(gè)MOSFET和電阻的價(jià)格競爭(對愛(ài)好者來(lái)說(shuō))。如果這樣的話(huà)，那為什么要在這里提及？我將它包括在內是為了內容的完整，若有人真買(mǎi)這種儀器的話(huà)或可借鑒。
對于瞬態(tài)測量，人們會(huì )希望有一個(gè)支持切換的電子負載(這個(gè)要求本身就會(huì )將價(jià)格門(mén)欄設得太高)。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負載為例。要執行測量，請將儀器設置為“CR”模式和適當的電流范圍。請務(wù)必記住每個(gè)量程的相應壓擺率，以避免輸出電壓出現不必要的過(guò)沖(可在儀器的數據表中找到)。配置其它所需的附加設置(例如保護功能以避免損壞D.U.T.、軟啟動(dòng)等)，并確定接口極性沒(méi)反接。
使用工作在飽和區的功率MOSFET：此方法是電子負載背后的基本原理，即利用飽和狀態(tài)下MOSFET的特性作為恒流源。這是最方便的，因為電流取決于柵極施加的電壓，而不是外部電阻(這更難設置)。缺點(diǎn)是MOSFET的功耗。由于沒(méi)有負載電阻，MOSFET受到D.U.T.(功率會(huì )相當高)額定輸出電壓和負載電流容量的壓力。因此，在這種情況下(與前述方法相比)使用的MOSFET更貴。對于脈沖負載，柵極的高電平電壓必須足夠精確，以驅動(dòng)MOSFET漏極和源極之間正確的高電平電流。因此，在這種方法中，在MOS電阻對配置中設置精確電阻的挑戰轉變?yōu)樵O置精確電壓(通常低至+/-10mV)的挑戰。
LTSpice中的負載瞬態(tài)仿真
以下是針對USB Type-C的同步電流編程模式的連續導通模式(CPM-CCM)升降壓轉換器的個(gè)人設計。
圖2：在LTSpice中繪制的CPM-CCM雙向USB C型轉換器
作為雙向電源轉換器，電路工作在三種模式：正向降壓、正向升壓和反向降壓。選用針對合理的電流紋波進(jìn)行了設計的高精度電感器、設置為10μH。MOSFET對根據工作模式交替工作(全部四個(gè)不能同時(shí)切換)。轉換器操作的全面說(shuō)明如下：
在點(diǎn)1，作為5V降壓轉換器：為用作降壓器，M1必須作為短路(線(xiàn)性區)工作，M2必須作為開(kāi)路(截止區)工作。M3和M4必須設置其占空比，以便輸入電壓降至5V。由于使用了一對NMOS，因此M3需要U11 (一個(gè)輔助低功率隔離的非穩壓DC-DC轉換器)，它可以幫助U7(該轉換器狀態(tài)的高側驅動(dòng)器)正確偏置M3柵極。獲得所需占空比的粗略估計很簡(jiǎn)單(對降壓應用，只需使用常規公式)，然后進(jìn)行調整以滿(mǎn)足容差規范。
在點(diǎn)2，作為20V升壓轉換器：為使轉換器用作升壓器，M3必須短路(線(xiàn)性區)，M4必須開(kāi)路(截止區)。這次，M2和M1必須精調其占空比以產(chǎn)生20V輸出。通過(guò)回顧升壓和校準的一般公式可得出大概值，以符合公差范圍。
在點(diǎn)3，作為5V后向降壓轉換器：在這種情況下，晶體管的狀態(tài)與點(diǎn)2的狀態(tài)類(lèi)似。調整的唯一變量是占空比。再次，降壓的通用公式可用來(lái)獲得合理估計，然后進(jìn)行優(yōu)化，以符合公差范圍。
開(kāi)關(guān)頻率設置為250kHz，高側和低側功率MOSFET之間的死區時(shí)間為100ns。兩個(gè)控制信號(控制1和控制2)被用來(lái)控制四個(gè)功率MOSFET的開(kāi)關(guān)時(shí)間。
CPM模塊的內部原理圖如下所示：圖3：所示為USB Type-C電源轉換器CPM模塊的內部原理圖
當被測電壓進(jìn)入“vs”引腳時(shí)，控制電壓進(jìn)入“vc”引腳。理想的電壓源Varamp采用人工斜坡(ramp)來(lái)提高穩定性并降低失真。U1用作一個(gè)饋送到SR觸發(fā)器的比較器。最終輸出是“PWM”端子處的脈寬調制信號。
為了測試該USB Type-C轉換器的負載瞬態(tài)響應，Rload從8.9Ω(2.2A)脈動(dòng)到6.7Ω，如下圖所示。圖4：通過(guò)LTSpice中PWL功能獲得的負載瞬態(tài)響應。
通過(guò)前面介紹的第三種方法可獲得類(lèi)似結果。圖5提供了一種示例電路實(shí)現。比較器U16(LT1013)用作驅動(dòng)Q1的500Hz張弛振蕩器。這將定義轉換器輸出端電流脈沖的時(shí)序。開(kāi)關(guān)波形耦合到R22，總和為由R14處的分壓器(Rtop和Rbot)決定的偏移量。U15配置為反相放大器，因此在M5的柵極前插入另一個(gè)反相放大器——U14。圖5：作為動(dòng)態(tài)負載的電路如上所述，其增益可通過(guò)一對電位器進(jìn)行調節。
針對一款以盈利為目的的品牌電子負載來(lái)說(shuō)，圖5所示電路的材料清單對于業(yè)余愛(ài)好者來(lái)說(shuō)無(wú)疑是種更有吸引力的選擇。零件可以方便地從當地的電子器材店購買(mǎi)。有些甚至可重復使用以前項目中所用的器件。因此，在測試電路設計的穩定性時(shí)，請選擇本文介紹的方法。
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