為了讓運放能夠正常工作,電路中常在輸入與輸出之間加一相位補償電容。
1， 關(guān)于補償電容
理論計算有是有的，但是到了設計成熟階段好象大部分人都是憑借以前的調試經(jīng)驗了，一般對于電容大小的取值要考慮到系統的頻響（簡(jiǎn)單點(diǎn)說(shuō)加的電容越大，帶寬越窄），然后就是振蕩問(wèn)題；如果你非要計算，可以看看運放的輸入端的分布電容是多大，舉個(gè)例子，負反饋放大電路就是要保證輸入端的那個(gè)電阻阻值和分布電容的乘積=反饋電阻的阻值和你要加的電容的乘積......
2， 兩個(gè)作用
1. 改變反饋網(wǎng)絡(luò )相移，補償運放相位滯后
2. 補償運放輸入端電容的影響（其實(shí)最終還是補償相位……）
因為我們所用的運放都不是理想的。
一般實(shí)際使用的運算放大器對一定頻率的信號都有相應的相移作用，這樣的信號反饋到輸入端將使放大電路工作不穩定甚至發(fā)生振蕩，為此必須加相應的電容予以一定的相位補償。在運放內部一般內置有補償電容，當然如果需要的話(huà)也可在電路中外加，至于其值取決于信號頻率和電路特性
運放輸入補償電容
一般線(xiàn)性工作的放大器(即引入負反饋的放大電路)的輸入寄生電容Cs會(huì )影響電路的穩定性，其補償措施見(jiàn)圖。放大器的輸入端一般存在約幾皮法的寄生電容Cs，這個(gè)電容包括運放的輸入電容和布線(xiàn)分布電容，它與反饋電阻Rf組成一個(gè)滯后網(wǎng)絡(luò )，引起輸出電壓相位滯后，當輸入信號的頻率很高時(shí)，Cs的旁路作用使放大器的高頻響應變差，其頻帶的上限頻率約為：
ωh=1／(2πRfCs)
若Rf的阻值較大，放大器的上限頻率就將嚴重下降，同時(shí)Cs、Rf引入的附加滯后相位可能引起寄生振蕩，因而會(huì )引起嚴重的穩定性問(wèn)題。對此，一個(gè)簡(jiǎn)單的解決方法是減小Rf的阻值，使ωh高出實(shí)際應用的頻率范圍，但這種方法將使運算放大器的電壓放大倍數下降(因Av=-Rf/Rin)。為了保持放大電路的電壓放大倍數較高，更通用的方法是在Rf上并接一個(gè)補償電容Cf，使RinCf網(wǎng)絡(luò )與RfCs網(wǎng)絡(luò )構成相位補償。RinCf將引起輸出電壓相位超前，由于不能準確知道Cs的值，所以相位超前量與滯后量不可能得到完全補償，一般是采用可變電容Cf，用實(shí)驗和調整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值絲邊3～10pF。對于電壓跟隨器而言，其Cf值可以稍大一些。
運放輸出電容的補償
對于許多集成運算放大電路，若輸出負載電容CL的值比100pF大很多，由于輸出電容(包括寄生電容)與輸出電阻將造成附加相移，這個(gè)附加相移的累加就可能產(chǎn)生寄生振蕩，使放大器工作嚴重不穩定。解決這一問(wèn)題的方法是在運放的輸出端串聯(lián)一個(gè)電阻Ro，使負載電容CL與放大電路相隔離，如圖所示，在Ro的后面接反饋電阻Rf，這樣可以補償直流衰減，加反饋電容Cf會(huì )降低高頻閉環(huán)電壓放大倍數，Cf的選取方法是：使放大電路在單位增益頻率fT時(shí)的容抗Xcf≤Rf／10，又Xf=l／(2πfTCf)，一般情況下，Ro=50～200Ω，Cf約為3～10pF。
除了上述不穩定因素之外，還存在其他一些不穩定因素，有些是來(lái)自集成芯片自身。有些是源于系統電路(例如電源的內阻抗的耦合問(wèn)題)。有時(shí)使用很多方法都難以解決不穩定問(wèn)題，但采用適當的補償方法后可使問(wèn)題迎刃而解。例如。當放大器不需要太寬的頻帶和最佳轉換速率時(shí)，對集成運放采用過(guò)補償的方法會(huì )取得很好的效果，如將補償電容增加9倍或為實(shí)現穩定性所需要的倍數，對μA301型運放而言，其效果一般都較好。
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